новини

В нашия идеален свят безопасността, качеството и производителността са от първостепенно значение. В много случаи обаче цената на крайния компонент, включително ферита, се е превърнала в определящ фактор. Тази статия има за цел да помогне на инженерите-конструктори да намерят алтернативни феритни материали за намаляване на цена.
Желаните присъщи свойства на материала и геометрията на сърцевината се определят от всяко конкретно приложение. Присъщите свойства, които управляват производителността при приложения с ниско ниво на сигнала, са пропускливост (особено температура), ниски загуби в сърцевината и добра магнитна стабилност във времето и температурата. Приложенията включват висок Q индуктори, индуктори за общ режим, широколентови, съгласувани и импулсни трансформатори, радио антенни елементи и активни и пасивни повторители. За енергийни приложения високата плътност на потока и ниските загуби при работна честота и температура са желани характеристики. Приложенията включват превключващи захранвания за зареждане на батерии за електрически превозни средства, магнитни усилватели, DC-DC преобразуватели, захранващи филтри, бобини за запалване и трансформатори.
Вътрешното свойство, което оказва най-голямо влияние върху производителността на мекия ферит в приложенията за потискане, е комплексната пропускливост [1], която е пропорционална на импеданса на сърцевината. Има три начина за използване на ферит като супресор на нежелани сигнали (проводими или излъчвани ).Първият и най-рядко срещан е като практичен щит, при който феритите се използват за изолиране на проводници, компоненти или вериги от околната среда на излъчващо разсеяно електромагнитно поле. Във второто приложение феритите се използват с капацитивни елементи за създаване на нискочестотно филтър, т.е. индуктивност – капацитивен при ниски честоти и разсейване при високи честоти. Третата и най-честа употреба е, когато феритните сърцевини се използват самостоятелно за проводници на компоненти или вериги на ниво платка. В това приложение феритната сърцевина предотвратява всякакви паразитни трептения и/ или отслабва нежелано прихващане или предаване на сигнал, което може да се разпространи по проводници на компоненти или връзки, следи или кабели. Във второто и третото приложение феритните сърцевини потискат провежданите EMI ​​чрез елиминиране или значително намаляване на високочестотните токове, изтеглени от източници на EMI. Въвеждането на ферит осигурява достатъчно висок честотен импеданс за потискане на високочестотни токове. На теория идеалният ферит би осигурил висок импеданс при EMI честоти и нулев импеданс при всички други честоти. В действителност феритните супресорни ядра осигуряват честотно зависим импеданс. При честоти под 1 MHz, максимален импеданс може да се получи между 10 MHz и 500 MHz в зависимост от феритния материал.
Тъй като е в съответствие с принципите на електротехниката, където променливотоковото напрежение и токът са представени от сложни параметри, пропускливостта на материала може да бъде изразена като сложен параметър, състоящ се от реални и въображаеми части. Това се демонстрира при високи честоти, където проницаемостта се разделя на два компонента. Реалната част (μ') представлява реактивната част, която е във фаза с променливото магнитно поле [2], докато въображаемата част (μ”) представлява загубите, които не са във фаза с променливо магнитно поле. Те могат да бъдат изразени като последователни компоненти (μs'μs”) или като паралелни компоненти (µp'µp”). Графиките на фигури 1, 2 и 3 показват серийните компоненти на комплексната първоначална пропускливост като функция на честотата за три феритни материала. Тип материал 73 е манган-цинков ферит, началната магнитна проводимост е 2500. Материал тип 43 е никел-цинков ферит с начална пропускливост 850. Материал тип 61 е никел-цинков ферит с начална пропускливост 125.
Фокусирайки се върху серийния компонент на материала тип 61 на Фигура 3, виждаме, че реалната част от пропускливостта, μs', остава постоянна с нарастваща честота, докато се достигне критична честота, и след това бързо намалява. Загубата или μs” нараства и след това достига пикове с падане на μs'. Това намаление на μs' се дължи на началото на феримагнитен резонанс. [3] Трябва да се отбележи, че колкото по-висока е пропускливостта, толкова повече Колкото по-ниска е честотата. Тази обратна връзка беше наблюдавана за първи път от Snoek и даде следната формула:
където: ƒres = μs” честота при максимум γ = жиромагнитно отношение = 0,22 x 106 A-1 m μi = начална пропускливост Msat = 250-350 Am-1
Тъй като феритните сърцевини, използвани в приложения с ниско ниво на сигнала и мощност, се фокусират върху магнитни параметри под тази честота, производителите на ферити рядко публикуват данни за пропускливост и/или загуби при по-високи честоти. Въпреки това, данните с по-висока честота са от съществено значение, когато се определят феритни сърцевини за потискане на EMI.
Характеристиката, която повечето производители на ферити определят за компоненти, използвани за потискане на EMI, е импеданс. Импедансът се измерва лесно на предлаган в търговската мрежа анализатор с директно цифрово отчитане. За съжаление, импедансът обикновено се определя при определена честота и е скаларен, представляващ величината на комплекса вектор на импеданса. Въпреки че тази информация е ценна, тя често е недостатъчна, особено при моделиране на производителността на веригата от ферити. За да се постигне това, трябва да са налични стойността на импеданса и фазовия ъгъл на компонента или комплексната пропускливост на конкретния материал.
Но дори преди да започнат да моделират производителността на феритни компоненти във верига, дизайнерите трябва да знаят следното:
където μ'= реална част от комплексната пропускливост μ”= имагинерна част от комплексната пропускливост j = въображаем вектор на единица Lo= индуктивност на въздушната сърцевина
Импедансът на желязното ядро ​​също се счита за серийната комбинация от индуктивното съпротивление (XL) и съпротивлението на загубите (Rs), като и двете са зависими от честотата. Ядрото без загуби ще има импеданс, зададен от реактивното съпротивление:
където: Rs = общо серийно съпротивление = Rm + Re Rm = еквивалентно серийно съпротивление поради магнитни загуби Re = еквивалентно серийно съпротивление за загуби на мед
При ниски честоти импедансът на компонента е предимно индуктивен. С увеличаването на честотата индуктивността намалява, докато загубите се увеличават и общият импеданс се увеличава. Фигура 4 е типична графика на XL, Rs и Z спрямо честотата за нашите материали със средна пропускливост .
Тогава индуктивното съпротивление е пропорционално на реалната част от комплексната пропускливост, чрез Lo, индуктивността на въздушната сърцевина:
Съпротивлението на загуба също е пропорционално на въображаемата част от комплексната пропускливост със същата константа:
В уравнение 9 материалът на сърцевината е даден от µs' и µs”, а геометрията на сърцевината е дадена от Lo. Следователно, след познаване на комплексната пропускливост на различни ферити, може да се направи сравнение, за да се получи най-подходящият материал при желания честота или честотен диапазон. След като изберете най-добрия материал, е време да изберете компонентите с най-добър размер. Векторното представяне на комплексната пропускливост и импеданс е показано на фигура 5.
Сравнението на формите на сърцевината и материалите на сърцевината за оптимизиране на импеданса е лесно, ако производителят предостави графика на комплексната пропускливост спрямо честотата за феритни материали, препоръчани за приложения за потискане. За съжаление, тази информация рядко е налична. Въпреки това, повечето производители предоставят първоначална пропускливост и загуба спрямо честотата криви. От тези данни може да се извлече сравнение на материалите, използвани за оптимизиране на импеданса на сърцевината.
Позовавайки се на Фигура 6, първоначалната пропускливост и коефициентът на разсейване [4] на материала Fair-Rite 73 спрямо честотата, ако се приеме, че дизайнерът иска да гарантира максимален импеданс между 100 и 900 kHz.73 са избрани материали. За целите на моделирането, дизайнерът също трябва да разбере реактивните и резистивните части на вектора на импеданса при 100 kHz (105 Hz) и 900 kHz. Тази информация може да бъде извлечена от следната диаграма:
При 100 kHz μs ' = μi = 2500 и (Tan δ / μi) = 7 x 10-6, тъй като Tan δ = μs ”/ μs' тогава μs” = (Tan δ / μi) x (μi) 2 = 43,8
Трябва да се отбележи, че както се очаква, μ добавя много малко към общия вектор на пропускливост при тази ниска честота. Импедансът на сърцевината е предимно индуктивен.
Дизайнерите знаят, че сърцевината трябва да приеме проводник #22 и да се побере в пространство с размери 10 mm x 5 mm. Вътрешният диаметър ще бъде определен като 0,8 mm. За да решите прогнозния импеданс и неговите компоненти, първо изберете перла с външен диаметър от 10 mm и височина 5 mm:
Z= ωLo (2500.38) = (6.28 x 105) x .0461 x log10 (5/.8) x 10 x (2500.38) x 10-8= 5.76 ома при 100 kHz
В този случай, както в повечето случаи, максимален импеданс се постига чрез използване на по-малък OD с по-голяма дължина. Ако ID е по-голям, например 4 mm, и обратно.
Същият подход може да се използва, ако се предоставят графики на импеданс на единица Lo и фазов ъгъл спрямо честота. Фигури 9, 10 и 11 представят такива криви за същите три материала, използвани тук.
Дизайнерите искат да гарантират максимален импеданс в честотния диапазон от 25 MHz до 100 MHz. Наличното пространство на платката отново е 10 mm x 5 mm и сърцевината трябва да приема # 22 awg проводник. Позовавайки се на Фигура 7 за единичния импеданс Lo на трите феритни материала, или Фигура 8 за комплексната пропускливост на същите три материала, изберете материал от 850 μi.[5] Използвайки графиката на Фигура 9, Z/Lo на материала със средна пропускливост е 350 x 108 ohm/H при 25 MHz. Решете за очаквания импеданс:
Предходната дискусия предполага, че избраната сърцевина е цилиндрична. Ако феритните сърцевини се използват за плоски лентови кабели, свързани кабели или перфорирани плочи, изчисляването на Lo става по-трудно и трябва да се получат доста точни стойности на дължината на пътя на сърцевината и ефективната площ за изчисляване на индуктивността на въздушната сърцевина. Това може да се направи чрез математическо нарязване на сърцевината и добавяне на изчислената дължина на пътя и магнитна площ за всеки срез. Във всички случаи обаче увеличаването или намаляването на импеданса ще бъде пропорционално на увеличаването или намаляването на височината/дължината на феритното ядро.[6]
Както споменахме, повечето производители определят ядрата за EMI приложения по отношение на импеданса, но крайният потребител обикновено трябва да знае затихването. Връзката, която съществува между тези два параметъра е:
Тази връзка зависи от импеданса на източника, генериращ шума, и импеданса на товара, получаващ шума. Тези стойности обикновено са комплексни числа, чийто диапазон може да бъде безкраен и не са лесно достъпни за дизайнера. Избор на стойност от 1 ом за натоварването и импедансите на източника, което може да възникне, когато източникът е импедансно захранване и натоварва много вериги с нисък импеданс, опростява уравненията и позволява сравнение на затихването на феритните сърцевини.
Графиката на Фигура 12 е набор от криви, показващи връзката между импеданса на екраниращата перла и затихването за много общи стойности на натоварване плюс импеданс на генератора.
Фигура 13 е еквивалентна схема на източник на смущения с вътрешно съпротивление Zs. Сигналът за смущение се генерира от серийния импеданс Zsc на супресорната сърцевина и импеданса на натоварване ZL.
Фигури 14 и 15 са графики на импеданса спрямо температурата за същите три феритни материала. Най-стабилният от тези материали е материалът 61 с 8% намаление на импеданса при 100º C и 100 MHz. За разлика от това, материалът 43 показа 25 % спад на импеданса при същата честота и температура. Тези криви, когато са предоставени, могат да се използват за регулиране на указания импеданс на стайна температура, ако се изисква затихване при повишени температури.
Както при температурата, DC и 50 или 60 Hz захранващи токове също влияят на същите присъщи феритни свойства, което от своя страна води до по-нисък импеданс на сърцевината. Фигури 16, 17 и 18 са типични криви, илюстриращи ефекта от отклонението върху импеданса на феритния материал Тази крива описва влошаването на импеданса като функция на силата на полето за конкретен материал като функция на честотата. Трябва да се отбележи, че ефектът от отклонението намалява с увеличаване на честотата.
Тъй като тези данни бяха събрани, Fair-Rite Products представи два нови материала. Нашият 44 е материал със средна пропускливост на никел-цинк, а нашият 31 е материал с висока пропускливост на манган и цинк.
Фигура 19 е диаграма на импеданса спрямо честотата за перли с еднакъв размер в 31, 73, 44 и 43 материали. Материалът 44 е подобрен материал 43 с по-високо съпротивление на постоянен ток, 109 ома cm, по-добри свойства на термичен шок, температурна стабилност и по-висока температура на Кюри (Tc). Материалът 44 има малко по-висок импеданс спрямо честотните характеристики в сравнение с нашия материал 43. Стационарният материал 31 проявява по-висок импеданс от 43 или 44 в целия честотен диапазон на измерване. 31 е проектиран да облекчи проблем с дименсионния резонанс, който влияе върху производителността на потискане на ниска честота на по-големи манганово-цинкови сърцевини и е успешно приложен към сърцевини за потискане на кабелни съединители и големи тороидални сърцевини. Фигура 20 е диаграма на импеданса спрямо честотата за 43, 31 и 73 материали за Fair -Rite ядра с 0.562″ OD, 0.250 ID и 1.125 HT. Когато се сравняват Фигура 19 и Фигура 20, трябва да се отбележи, че за по-малки ядра, за честоти до 25 MHz, материалът 73 е най-добрият материал за потискане. Въпреки това, с увеличаване на напречното сечение на сърцевината, максималната честота намалява. Както е показано в данните на Фигура 20, 73 е най-добрият. Най-високата честота е 8 MHz. Също така си струва да се отбележи, че материалът 31 се представя добре в честотния диапазон от 8 MHz до 300 MHz. Въпреки това, като манганово-цинков ферит, материалът 31 има много по-ниско обемно съпротивление от 102 ома -cm и повече промени на импеданса при екстремни температурни промени.
Речник Индуктивност на въздушната сърцевина – Lo (H) Индуктивността, която би била измерена, ако сърцевината имаше еднаква пропускливост и разпределението на потока оставаше постоянно. Обща формула Lo= 4π N2 10-9 (H) C1 пръстен Lo = .0461 N2 log10 (OD /ID) Ht 10-8 (H) Размерите са в mm
Атенюация – A (dB) Намаляването на амплитудата на сигнала при предаване от една точка към друга. Това е скаларно съотношение на входната амплитуда към изходната амплитуда в децибели.
Константа на сърцевината – C1 (cm-1) Сумата от дължините на магнитния път на всяка секция от магнитната верига, разделена на съответната магнитна област на същата секция.
Константа на ядрото – C2 (cm-3) Сумата от дължините на магнитната верига на всяка секция на магнитната верига, разделена на квадрата на съответния магнитен домейн на същата секция.
Ефективните размери на площта на магнитния път Ae (cm2), дължината на пътя le (cm) и обема Ve (cm3) За дадена геометрия на сърцевината се приема, че дължината на магнитния път, площта на напречното сечение и обемът на тороидалното ядро ​​има същите свойства на материала като Материалът трябва да има магнитни свойства, еквивалентни на даденото ядро.
Напрегнатост на полето – H (Оерстед) Параметър, характеризиращ големината на напрегнатостта на полето. H = .4 π NI/le (Оерстед)
Плътност на потока – B (Gaussian) Съответният параметър на индуцираното магнитно поле в областта, нормална към пътя на потока.
Импеданс – Z (ома) Импедансът на ферит може да бъде изразен чрез неговата комплексна пропускливост. Z = jωLs + Rs = jωLo(μs'- jμs”) (ома)
Тангенс на загубите – ​​tan δ Тангенс на загубите на ферит е равен на реципрочната стойност на веригата Q.
Коефициент на загуба – tan δ/μi Премахване на фазата между основните компоненти на плътността на магнитния поток и напрегнатостта на полето с първоначална пропускливост.
Магнитна пропускливост – μ Магнитната пропускливост, получена от съотношението на плътността на магнитния поток и силата на приложеното променливо поле е...
Амплитудна пропускливост, μa – когато зададената стойност на плътността на потока е по-голяма от стойността, използвана за първоначална пропускливост.
Ефективна пропускливост, μe – Когато магнитният маршрут е изграден с една или повече въздушни междини, пропускливостта е пропускливостта на хипотетичен хомогенен материал, който би осигурил същото нежелание.
In Compliance е най-добрият източник на новини, информация, образование и вдъхновение за професионалистите по електроника и електроника.
Аерокосмическа индустрия Автомобилни комуникации Потребителска електроника Образование Енергетика и енергетика Информационни технологии Медицинска армия и отбрана